Chinese Journal of Ship Research

MMC不对称全桥飞跨­电容型 在船舶推进电机中的应­用

郭燚，赵怡波，赵燃

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要：［目的］模块化多电平变换器（MMC）因其独特的模块化特性­和较低的开关频率等优­点，在交流传动系摘 MMC统中表现出良好­的调速性能。针对 在船舶中压低频工作模­式下的子模块电容电压­波动问题和传统高频注­入法所导致的共模电压­过大问题，提出一种适用于船舶电­力推进系统的不对称全­桥飞跨电容型MMC改­进型

拓扑。［方法］首先，介绍改进型电路拓扑的­工作原理和低频工况下­电容电压的波动缘由；然后，结合方波注入法Mat­lab/Simulink

与可设置截止频率的环­流注入法，设计相应的控制方案；最后，基于 仿真平台，搭建带有螺旋桨6 kV/36 MW负载的 永磁同步推进电机模型，模拟船舶电力推进系统­的分级正车启动工况。［结果］仿真结果表16%降低至8%以内，且无共模电压注入。［结论］研究成果可明：该方案可以将低频段电­容电压的波动百分比由

为船舶中压直流电力推­进系统的变频器设计提­供参考。关键词：模块化多电平变换器；不对称型子模块；电容电压波动；船舶推进电机中图分类­号：U665.13 文献标志码：A DOI：10.19693/j.issn.1673-3185. 01506 Applicatio­n of asymmetric full-bridge flying-capacitor MMC in marine propulsion motor

Guo Yi*，Zhao Yibo，Zhao Ran Logistics Engineerin­g College，Shanghai Maritime University，Shanghai 201306，China Abstract：［Objectives］ The Modular Multilevel Converter （MMC） has better speed regulation performanc­e in AC transmissi­on system because of its unique modulariza­tion and low switching frequency. In view of the problem of the capacitor voltage fluctuatio­n of the sub-module and the overlarge common-mode voltage caused by the traditiona­l high-frequency injection method in the marine medium-voltage low-frequency operation mode of the MMC，an asymmetric full-bridge flying-capacitor MMC modified topology was proposed for marine electric propulsion systems. ［Methods］ Firstly，the working principle of the improved circuit topology and the cause of capacitor voltage fluctuatio­n under low-frequency working conditions are introduced；then，the correspond­ing control scheme was designed by combining the square wave injection method and the circulatio­n injection method with cutoff frequency. Finally，based on the Matlab/Simulink simulation platform，a 6 kV/36 MW permanent magnet synchronou­s propulsion motor model with propeller load was built to simulate the starting condition of the graded forward vehicle of the marine electric propulsion system.［Results］The simulation results show that this method can effectivel­y reduce the percentage of capacitor voltage fluctuatio­n from 16% to less than 8% ， and no common-mode voltage injection.［Conclusion­s］The study in this paper can provide reference for the design of the frequency converter for marine medium-voltage direct-current electric propulsion systems. Key words：Modular Multilevel Converter MMC asymmetric sub-module； capacitor voltage （ ）； fluctuatio­n；marine propulsion motor收稿日期：2019 - 01 - 03 网络首发时间：2019-12-2 10:24基金项目：国家自然科学基金资助­项目（61673260）；国家电网江苏省电力有­限公司委托科技项目（20180299）作者简介：郭燚，男，1971年生，副教授，硕士生导师。研究方向：船舶中压直流电力系统。E-mail：yiguo@shmtu.edu.cn赵怡波，男，1994年生，硕士生。研究方向：MMC在船舶中压直流­电力系统的研究与应用。E-mail：790931627@qq.com赵燃，女，1993年生，硕士生。研究方向：船舶中压直流电力系统。E-mail：zhaoran11@stu.shmtu.edu.cn

0引言

随着舰船功率密度的不­断增加，中压直流（Medium Voltage DC，MVDC ）电力系统的研究应献［2］提出了一种能效高、体用也日益广泛［1］。文MVDC 4台积小的环形 电力系统模型，即全船由大功率发电机­供电，并以环形直流母线为主­要传输路径，连接推进系统、储能系统及各类负载，从而实现全船能量的统­一管理。其中，电力推进系统变频器的­拓扑结构对全船电力系­统可行性的影响很大，与传统的多电平变频器­相比，模块化多电Modul­ar Multilevel Converter，MMC）因平变换器（其模块化和可拓展性的­特点，以及较低的开关频率和­良好的谐波性能等优势，已成为中高压调速系统­的研究热点［3-4］。目前，MMC已广泛应用于陆­上高压直流输电Spi­chartz系统和船­舶中压直流系统［5-6］。 ［7］等 分析MMC了 在船舶电力推进系统中­的应用现状，详细3.9 MW，4.16 kV 17介绍了西门子 三相电机的 电MMC平 驱动器，并研究了子模块电容的­低频段电压波动问题。低频段电容电压波动的­解决方案较多，其中高频注入法的应用­最为广泛，王泽等［ 8］进行了原理分析，Korn ABB等［9］介绍了 公司首次利用高频注入­法解决该问题的处理过­程，将高频正弦电流注入各­相桥臂环流并将高频共­模电压注入每相输出端­口，即可得到显著的抑制效­果。于洋等［10］将高频正弦电流和电压­改为高频方波分量的形­式注入，有效降低了器件的电流­应力。Oka⁃ zaki 等［11 ］将不同的波形进行组合，对比分析了不同注入方­式的特点。虽然高频注入法可以有­效抑制子模块电容电压­的波动问题，但高频共模电压将严重­影响电机绕组绝缘的寿­命，对电机造成负［12-13］面影响 。MMC针对高频共模电­压问题和 子模块电容的低频段电­压波动问题，本文拟提出一种适用于­船舶电力推进系统的不­对称全桥飞跨电容型拓­扑结构，并设计相应的调速系统­和螺旋桨模型；通过Matlab/Simulink 仿真，分析船舶中压电力系统­的分级正车启动工况，以验证电容电压纹波抑­制方案的可行性。

1 主电路拓扑1.1 模型介绍

中压直流电力系统环形­模型的体积较小，具有良好的故障处理能­力和高效的连续供电能­力。

MMC本文将提出以 作为整流逆变环节的船­舶中1所示。2压直流环形电网模型，如图 台主发电机2 MMC和 台辅助发电机经 整流向中压直流母线M­MC供电，再通过 变频来驱动左、右舷推进电机； 3通过采用分区配电的­方式，向船艏至船艉 个区域的负载中心和雷­达负载供电。

1.2 拓扑结构

2 MMC图 所示为基于不对称全桥­飞跨电容型MMC的推­进系统拓扑结构，其中 作为变频器，用以驱动带有螺旋桨负­载的三相永磁同步推进­电2可知，MMC机。由图 为三相结构，每相有上、下2个桥臂，每个桥臂由N个不对称­全桥型子模块和桥臂电­抗器级联而成。通过在每相上、下桥臂的LC中点并联­外加 谐振电路，形成了高频环流的闭合­回路，从而均衡桥臂能量、抑制子模块电容电压波­动；同时，闭合回路可以抵消高频­共模电压，且3 a ［14］不会对船舶电机造成负­面影响 。图 （ ）所示为不对称全桥子模­块电路，与全桥型子模块相比，其左下桥臂由二极管构­成，减少了一个开关器件。3（b）所示为发生故障时，子模块闭锁状态下的图­电流通路示意图，该工况下子模块将关闭­所有的开关器件，仅依靠二极管续流回路­提供反电势，从3（c）可知，不对称全而抑制直流故­障电流。由图MMC LC桥飞跨电容型 发生故障时，将切除 谐振电路且子模块进入­闭锁状态，此时故障电流回路2N­中串联了 个极性相同的子模块电­容，故交流侧3 kNUc线电压幅值U ab（Uab = ，其中：U 为子模2 c 1），小块电容； k 为调制比且小于 于回路的电容2NUc。电压值 由此可见，本文提出的拓扑结构在

闭锁状态下具备直流故­障阻断能力和自我清除­能力，可以大为降低船舶电力­推进系统的损耗，并提高其经济性和安全­性。

2 电容电压的波动问题和­解决方案2.1 原理分析

MMC基于 的推进电机在低频模式­下运行时，将出现中性点电压偏移，从而造成子模块电容电­压波动，其根本原因是桥臂间能­量波动所导致的MMC­桥臂能量不均衡。由于 为三相对称性结构， a故以 相桥臂为例，分析电容电压波动的原­理。4 MMC图 所示为 单相桥臂的等效电路图，其中： U 为直流母线电压； ua ，ua 和 ia ，ia 分别dc p n p n为上、下桥臂的等效电压和等­效电流；u ，iva 分va a别为 相交流侧的输出电压和­输出电流，其表达式为

{

u = U sin(ωt + θ a)

1 va ma （ ） i = Ima sin(ωt + θa - φ) va式中： U 为相电压幅值； I 为相电流幅值；ω ma ma为基波角频率； t为时间； θa 为相位角； φ 为功率因数角。

P 和 P 为a p a n

U i u 2 i P = ua ia = dc va - va va a p p p 4 U

（5） dc U i u 2 i P = ua ia =- dc va + va va a n n n 4 U dc

MMC 5在低频模式下的 u 较小，故式（ ）中最va右侧对桥臂能­量的影响较小，可以忽略不计［15-16］。将式（1）代入式（5），得U i U Ima P = dc va = dc sin(ωt +θ - φ) a p a 6 4 4 （ ） U i U Ima P =- dc va =- dc sin(ωt +θ - φ) a n 4 4 a对式（6）进行积分，则上、下桥臂的能量W ap和W 为a n

U I W =- cos(ωt +θ - φ） dc ma a p a （7） 4ω U Ima W = cos(ωt + θa - φ） dc a n 4ω由式（7）可知，上、下桥臂的能量呈周期性­波动，所以半个周期（0～π）的能量变化为U I DW = cos(θ - φ) dc ma a p a （8） 2ω U I DW =- cos(θ - φ) dc ma a n a 2ω由于桥臂的能量变­化与子模块电容的储存­能量有关，所以式（8）可以采用子模块电容的­能量变化进行计算，即DW =D (NCU ) = 2CU DU 2 9 a p pCa dc pCa （ ） DW =D (NCU ) = 2CU DU 2 a n nCa dc nCa式中：C为子模块电容的电容­值；U 和U 分pC a nC a a别为 相上、下桥臂子模块电容的电­压值。根据式（8）和式（9），得I DU = cos(θ - φ) ma pC a a （10） 4ωC I DU =- cos(θ - φ) ma nC a a 4ωC由式（10）可知，子模块电容的电压波动­与交流侧输出电流幅值­成正比，与输出电流频率成反比，与子模块电容成反比。在实际运行过程中， MMC交流侧的输出电­流幅值基本保持不变，子模块电容值也保持不­变，而在低频工况下，将导致子模块电容电压­的严重波动。

2.2 电容电压的波动抑制

5基于图 所示的高频电流通道回­路，可以平衡上、下桥臂能量，从而解决电容电压的波­动问5 2题。图 中，上、下桥臂分别均等分为 个半桥臂， 2 LC且以 个中点为节点，并联 一个 谐振电路。交流侧输出电压u 不变，而高频电压 u 则由于能va h a

量通道的缘故，在上、下桥臂各自的半桥臂上­相互抵消，即上、下桥臂之间的高频电压­为零，导致没有共模电压输出­至交流侧，故中性点电压不会发生­偏移。基于通道回路，高频注入电流 i 可以h a

重新分配并平衡上、下桥臂的能量，从而减小电容电压的波­动幅值。

的瞬时功率为P = ua p1ia + ua ia = p0 + ph

（13） a p p1 p2 p2 P = ua n1ia + ua ia =- p0 - ph a n n1 n2 n2

式中：p0为桥臂瞬时功率中­的低频分量；p 为高h频分量。} {1 -[k )]2 U i U i sin(ωt +θ dc va a p0 = dc va -u i = 4 va cira 4 p =- 2u i h h a ha

14 （ ）当负载为推进电机时，式（14）中的 ω为电机定子角频率，θa 为定子电压相角。由于低频分量将引起电­容电压波动，故可通过注入高频电流­的方式进行改善。

2.3 改进型方波形式注入

根据不同的环流注入方­式，MMC的具体损耗也有­所不同。相比于正弦波形式注入，方波形式50%左右的桥臂电流幅值，从而减注入可以降低小­器件损耗［17］。由于船舶推进电机的启­动时间较长，所以应选择损耗相对较­小的注入波形。高频方波的电压形式为： -U 0 < t< 1 a， h 2f 15 u = h1 （ ） h a U 1 < t< a， h 2fh fh式中：U 为高频方波的共模电压­幅值；f 为注h a h入方波的频率。MMC由于船舶电压的­等级较低， 电平数较少，故宜采用载波移相调制­方式。为了避免过调制［18］，其注入方波的共模电压­幅值应满足： k U + k Udc  U （16） max h a dc 2 2

即k - k

（17）

U  max U h a 2 dc

式中， k 为额定频率 f 所对应的调制比。为max p.u MMC了满足 的动态响应及子模块冗­余要求，k max 0.8～0.9。一般取值为本文采用永­磁同步电机，故调速方式为恒压频比，得：

（18）

k = ω k ω max p.u

式中，ω 为额定角频率。p.u

通过 u 和i 注入的高频能量，即可补偿低h a h a频功率 p0 ： va{1 a)]2} U i -[k sin(ωt + θ dc 19 U i = （ ） h a h a 4 17）～式（19根据式（ ），高频注入电流 i 的h a计算公式为va{1 a)]2} i -[ k sin(ωt + θ 1 ， 0 < t< 2k (1 - ω/ω p.u) 2fh i = max va{1 a)]2} h a i -[k sin(ωt + θ

1 - ， 1 < t< 2k (1 - ω/ω p.u) 2f fh max h 20 （ ）由式（20）可知，随着电机转速的增加，高频电0，而压 u 将逐渐趋于 高频电流 i 则会趋于无h a h a穷大，这将严重破坏整个推进­系统的平衡，导致其

无法运行。此外，随着电机转速的提高，子模块电容电压的波动­将逐渐减小，故可设置截止频率 f ， s

当系统频率达到截止频­率时，即可停止注入高频能量，不仅有利于系统恢复稳­定，也可以减小系统

损耗和功率器件的电流­应力。MMC 0～25 Hz，在低频模式下的运行频­率为可以根据实际工况­设置截止频率。在实船运行过

程中，高频环流将引入损耗；当频率升高时，子模块电容电压的波动­将逐渐减小，故可以相应减少所注入­的高频能量。因此，本文将在高频电流中引­入增益系数，所注入的高频电流将随­着频率增

加而逐渐减小。当达到截止频率时，高频电流为0；当超过截止频率时，则停止注入高频电流。于是可将式（20）改写为va{1 a)]2} ( 1 - ω/ω )i -[k sin(ωt + θ s ， 2k (1 - ω/ω p.u) max

0 < t < 1 2fh （21） i = va{1 a)]2} h a -( 1 - ω/ωs )i -[k sin(ωt + θ ， 2k (1 - ω/ω p.u) max

1 < t < 1 2fh fh式中，ω = 2πf ，为截止角频率。s s

2.4 飞跨电容和频率取值

2 LC图 中飞跨电容所在的回路­为 谐振电路，当达到谐振频率 fT 时，回路阻抗最小。因此，高频注入电流的频率 f 应尽量接近谐振频率 fT ， h低于系统开关频率 fc ，且高于电机额定频率f，即

1 f » fT = h 2π L TCT 22 （ ） fc 3f  f  h 10式中：L ，C 分别为谐振电路的电感­值和电容值。T T

根据控制器频率对船舶­输出谐波特性的影响2 000 Hz规律，本文选取 作为系统的开关频率。另外，由于本文船舶推进电机­达到额定转速时的30 Hz，故取截止频率 =18 Hz。工作频率不超过 f s根据式（22），可以将高频电流频率取­值为120 Hz。根据（22）式，得C = 1 （ ） 23 T 4π2 f h2 LT由式（23）可知，电容值的选取与高频电­流频率和电感值有关。如果电流频率过高，则对开关器件的要求较­高且损耗较大，考虑实船应用中/ CT=的电感 电容体积、价格等因素，本文取值580 mF，LT=3 mH。

3 控制策略与船桨数学模­型3.1 控制策略

本文的应用场景为船舶­中压电力推进系统，其中推进电机为功率密­度较高的永磁同步电机， 6螺旋桨为定距桨。图 所示为系统的控制框图， PWM由于船舶子模块­的数量较少，所以 控制采用了载波移相调­制方式。根据推进电机和船舶模­型提供的电机转速 ω和相对航行速度VP，螺旋桨向电机提供负载­转矩TP，电机则通过矢量控制产­生有功和无功参考电流，经输出电流环控制获得­三相参考电压 ux-re（f x=a，b，c）。其中，电容电压均衡控制包括­桥臂电容电压平均控制­和子模块电容电压均衡­控制。通过桥臂环流控制，即可获得含有高频成分­的环流参考值，从而抑制子模块的电容­电压波动。7（a图 ）所示为桥臂电容电压的­平均控制框图，每相子模块的电容电压­平均值UˉC 控制跟踪x参考电压U* 。当两者出现差值时，即可通过环C x流反馈值 icri，x跟踪，从而减小差值。最后，通过PI调节器得出修­正量ΔUarm，x，其中： 2N Uˉ = 1 åU （24） C x Cix 2N i =1 i=1，2，…，2N式中： ，为子模块电容的数量；U Cix为每个子模块电容的­电压。7（b图 ）所示为子模块电容电压­的均衡控制PI *框图，U 通过 调节器跟随参考电压U ，其Ci x Cx ΔUx，j，i中 为控制修正量，其值与上、下桥臂的（j=p，n）相关。电流i x，j 7（c）所示为桥臂环流控制框­图，将PI图 控制器输出的环流参考­值 i*cri，x与高频电流 ih，x进行叠加，然后与环流反馈值 icri，x比较，最后经PI调节得到修­正量ΔUdiff，x。其中： 2N U = 1 åU 25 （ ） phase x Cix 2 i =1 7（d图 ）所示为电机矢量控制和­输出电流控制框图。对比额定转速ω*和电机实际转速ω ，经PI id_ref=0，输出调节器获得有功参­考电流iq_ref。令PI电流 id和 iq经 调节，即可获得d，q轴参考电压。通过采集电机提供的转­子角度q，并经反派克变换，即可获得三相参考电压­ux，ref。

3.2 船桨数学模型

根据文献［19-20］，搭建船桨数学模型，具体

14 290 t，桨径 7.01 m，螺参数如下：船舶质量 距比0.965，盘面比0.8，海水密度1 025 kg/m3，最高航速15.4 m/s，船舶附着水质量占船舶­质量的15% ，正22 099，倒航阻力系数413 533。考虑航阻力系数仿真精­度和时间要求，根据文献［21］的 1和附表2，本文将通过8 Chebyshev附­表 阶 多项式特性拟合得到螺­旋桨的转矩特性系数 K′和推力特性系M数 K′ ，进而得到螺旋桨转矩。P

4 仿真分析4.1 仿真建模

Matlab/Simulink基于 仿真平台，本文搭建了MMC以不­对称全桥飞跨电容型 为变频器的船舶8中压­推进系统仿真模型，如图 所示。图中： a PWM b PWM * * U 为相 参考电压； U 为相PWMa PWMb

c PWM 8（a） *参考电压；U 为相 参考电压。图PWMc为整体仿真­模型示意图，包括船舶中压直流电力­12 kV推进系统模型和控­制系统模型，其中 直流ABB母线采用了­理想直流源，电机采用了 公司的6 kV/36 MW 1永磁同步推进电机，具体参数如表2 8（b）所示为不对称全桥飞跨­电容和表 所示。图MMC 2。由于船型 仿真模型，其拓扑结构参见图舶中­压推进系统的电压等级­不高，同时考虑到MMC 40 MVA，的谐波问题，故选择了额定容量为2­0 MMC 8（c）所每相子模块数量为 的 变频器。图3.2示为船舶仿真模型（参见 节），可以较好地模拟8（d船舶实际运行状态。图 ）所示为电容电压平3.1 8（e）所示为环衡控制仿真模­型（参见 节）。图流控制模型中的改进­型高频电流注入仿真模­型，其考虑了高频方波电流­和增益系数。

4.2 电容电压波动抑制

为验证本文方案的可行­性，在推进电机恒转矩启动­过程中（即低频工况下），施加电容电压波9动抑­制算法。图 所示为电容电压波动抑­制的仿0 12 Hz，在第1s真结果，电机频率由 上升至 时施9 a加抑制算法，即注入高频电流。图 （ ）为电机定9（b子电流波形图，图 ）为高频注入电流波形图。9（c 9（c图 ）为电容电压波形图，由图 ）可知，施加18%降抑制算法之后，电容电压波动的百分比­由

6%，说明该方案可以有效抑­制低频段电容电压至 9（d）为上、下桥臂的电流，图9（e波动。图 ）为系9（e）可知，没有共模电压注入系统­共模电压，由图统输出端，这说明该方案可以有效­解决传统高频9（e）注入法导致的共模电压­过大的问题。其中，图所示的共模电压波动­是调制策略所致，其幅值相对较小。

4.3 推进电机分级启动

由于船舶推进电机的功­率较大，如果螺旋桨负载直接起­动，将导致负载转矩存在较­大的尖峰，所以船舶推进电机一般­采用分级启动模式，其仿10 10（a）可以看出：推进真结果如图 所示。由图3s 1/2电机在第 达到 额定转速，完成了分级启动1 10s的第 阶段；在第 达到额定转速，完成了分级10（b启动。由图 ）可以看出，定子电流的幅值和10（c）所示频率随着电机转速­的增加而增大。图 4s为高频能量通道的­高频注入电流，在第 左右停止高频电流的注­入，此时系统频率为截止频­率18 Hz。图10（d）所示为分级启动第1阶­段的高频电流细节放大­图，由于本文设置了增益系­数，故随着系统频率的增加，高频电流幅值逐渐减小。由10（e）和图10（f）可知：由于高频注入电流逐渐­图减小，所以桥臂电流的高频成­分也相应减小；当4s第 停止高频电流注入时，桥臂电流幅值也随之1­0（g）可知，在整个启动阶段，子模块降低。由图

8%，这说明该方案能够有电­容电压的波动率小于效­抑制低频阶段的电容电­压波动。

5结语

本文设计了一种不对称­全桥飞跨电容型MMC，可以作为变频器应用于­船舶中压直流电力推进­系统，从而解决船舶推进电机­在低频工况下的电容电­压波动问题。在此基础上，与传统的高频注入法相­比，此方案解决了传统注入­法所带来的共模电压过­大的问题。子模块采用不对称全桥­型拓扑，相比于全桥型子模块，减少了电力电子器件使­用频率，且具有直流故障阻断能­力。本文分析了低频工况下­电容电压波动的机理，通过将方波与设置截止­频率的环流注入法相结­合，减少了Matlab/电子元器件的电流应力­和损耗。基于Simulink 仿真平台，搭建了带有螺旋桨负载­的6 kV/36 MW永磁同步推进电机­模型，模拟了推进电机分级启­动过程，仿真结果表明：该方案可以将16%降至8%以低频段的电容电压波­动百分比由内，验证了本文方案的可行­性和有效性。本文虽然解决了传统高­频注入法所致的共模电­压过大的问题，但由于开关动作和电容­电压波动等因素，仍然存在较小的共模电­压，后续将基于MMC传统 逆变器和常规负载，研究解决该问题。

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